一、场效应管放大电路的三种接法
场效应管的源极、栅极和漏极与晶体管的发射极、基极和集电极相对应,因此在组成放大电路时也有三种接法,即共源放大电路、共漏放大电路和共栅放大电路。以 N N N 沟道结型场效应管为例,三种接法的交流通路如图2.6.1所示。其中共栅放大电路很少使用。
二、场效应管放大电路静态工作点的设置方法及分析估算
与晶体管一样,为了使电路正常放大,必须设置合适的静态工作点,以保证在信号的整个周期内场效应管均工作在恒流区。下面以共源电路为例,说明设置 Q Q Q 点的几种方法。
1、基本共源放大电路
图2.6.2所示共源放大电路采用的是
N
N
N 沟道增强型MOS管,为使其工作在恒流区,在输入回路加栅极电源
V
G
G
V_{GG}
VGG,
V
G
G
V_{GG}
VGG应大于开启电压
U
G
S
(
t
h
)
U_{GS(th)}
UGS(th);在输出回路加漏极电源
V
D
D
V_{DD}
VDD,它一方面使漏 - 源电压大于预夹断电压以保证管子工作在恒流区,另一方面作为负载的能源;
R
d
R_d
Rd与共射放大电路中
R
c
R_c
Rc 具有完全相同的作用,它将漏极电流
i
D
i_D
iD 的变化转换成
u
D
S
u_{DS}
uDS的变化,从而实现电压放大。令
U
˙
i
=
0
\dot U_i=0
U˙i=0,由于栅 - 源之间是绝缘的,故栅极电流为0,所以
U
G
S
Q
=
V
G
G
U_{GSQ}=V_{GG}
UGSQ=VGG。如果已知场效应管的输出特性曲线,那么首先在输出特性中找到
U
G
S
=
V
G
G
U_{GS}=V_{GG}
UGS=VGG的那条曲线(若没有,需测出该曲线),然后作负载线
u
D
S
=
V
D
D
−
i
D
R
d
u_{DS}=V_{DD}-i_DR_d
uDS=VDD−iDRd,如图2.6.3所示,曲线与直线的交点就是
Q
Q
Q 点,读其坐标值即得
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ 和
U
G
S
Q
U_{GSQ}
UGSQ。
也可以利用场效应管的电流方程,求出
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ。因为
i
D
=
I
D
O
(
u
G
S
U
G
S
(
t
h
)
−
1
)
2
i_D=I_{DO}\left(\frac{u_{GS}}{U_{GS(th)}}-1\right)^2
iD=IDO(UGS(th)uGS−1)2所以
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ 和
U
G
S
Q
U_{GSQ}
UGSQ 分别为
I
D
Q
=
I
D
O
(
V
G
G
U
G
S
(
t
h
)
−
1
)
2
(
2.6.1
)
I_{DQ}=I_{DO}\left(\frac{V_{GG}}{U_{GS(th)}}-1\right)^2\kern 30pt(2.6.1)
IDQ=IDO(UGS(th)VGG−1)2(2.6.1)
U
G
S
Q
=
V
D
D
−
I
D
Q
R
d
(
2.6.2
)
U_{GSQ}=V_{DD}-I_{DQ}R_d\kern 55pt(2.6.2)
UGSQ=VDD−IDQRd(2.6.2)为使信号源与放大电路“共地”,也为了采用单电源供电,在实用电路中多采用自给偏压电路和分压式偏置电路。
2、自给偏压电路
图2.6.4(a)所示为
N
N
N 沟道结型场效应管共源放大电路,也是典型的自给偏压电路。
N
N
N 沟道结型场效应管只有在栅 - 源电压
U
G
S
U_{GS}
UGS 小于零时才能正常工作。在静态时,由于场效应管栅极电流为零,因而电阻
R
g
R_g
Rg 的电流为零,栅极电位
U
G
Q
U_{GQ}
UGQ 也为零;而漏极电流
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ流过源极电阻
R
s
R_s
Rs 必然产生电压,使源极电位
U
S
Q
=
I
D
Q
R
s
U_{SQ}=I_{DQ}R_s
USQ=IDQRs,因此,栅 - 源之间静态电压
U
G
S
Q
=
U
G
Q
−
U
S
Q
=
−
I
D
Q
R
s
(
2.6.3
)
U_{GSQ}=U_{GQ}-U_{SQ}=-I_{DQ}R_s\kern 30pt(2.6.3)
UGSQ=UGQ−USQ=−IDQRs(2.6.3)可见,电路是靠源极电阻上的电压为栅 - 源两极提供一个负偏压的,故称为自给偏压。将式(2.6.3)与场效应管的电流方程联立,即可解出
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ 和
U
G
S
Q
U_{GSQ}
UGSQ。
I
D
Q
=
I
D
S
S
(
1
−
U
G
S
Q
U
G
S
(
o
f
f
)
)
2
(
2.6.4
)
I_{DQ}=I_{DSS}\left(1-\frac{U_{GSQ}}{U_{GS(off)}}\right)^2\kern 40pt(2.6.4)
IDQ=IDSS(1−UGS(off)UGSQ)2(2.6.4)
U
D
S
Q
=
V
D
D
−
I
D
Q
(
R
d
+
R
s
)
(
2.6.5
)
U_{DSQ}=V_{DD}-I_{DQ}(R_d+R_s)\kern 40pt(2.6.5)
UDSQ=VDD−IDQ(Rd+Rs)(2.6.5)图2.6.4(b)所示电路是自给偏压的一种特例,其
U
G
S
Q
=
0
U_{GSQ}=0
UGSQ=0。图中采用耗尽型
N
N
N 沟道MOS管,因此其栅 - 源之间电压在小于零、等于零和大于零的一定范围内均能正常工作。求解
Q
Q
Q 点时,可现在转移特性上求得
U
G
S
=
0
U_{GS}=0
UGS=0 时的
i
D
i_D
iD,即
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ;然后利用式(2.6.2)求出管压降
U
D
S
Q
=
V
D
D
−
I
D
Q
R
d
U_{DSQ}=V_{DD}-I_{DQ}R_d
UDSQ=VDD−IDQRd。
3、分压式偏置电路
图2.6.5所示为
N
N
N 沟道增强型MOS管构成的共源放大电路,它靠
R
g
1
R_{g1}
Rg1 与
R
g
2
R_{g2}
Rg2 对电源
V
D
D
V_{DD}
VDD 分压来设置偏压,故称为分压式偏置电路。静态时,由于栅极电流为0,所以电阻
R
g
3
R_{g3}
Rg3 上的电流为0,栅极电位和源极电位分别为
U
G
Q
=
U
A
=
R
g
1
R
g
1
+
R
g
2
⋅
V
D
D
,
U
S
Q
=
I
D
Q
R
s
U_{GQ}=U_A=\frac{R_{g1}}{R_{g1}+R_{g2}}\cdot V_{DD},U_{SQ}=I_{DQ}R_s
UGQ=UA=Rg1+Rg2Rg1⋅VDD,USQ=IDQRs因此,栅 - 源电压
U
G
S
Q
=
U
G
Q
−
U
S
Q
=
R
g
1
R
g
1
+
R
g
2
⋅
V
D
D
−
I
D
Q
R
s
(
2.6.6
)
U_{GSQ}=U_{GQ}-U_{SQ}=\frac{R_{g1}}{R_{g1}+R_{g2}}\cdot V_{DD}-I_{DQ}R_s\kern 10pt(2.6.6)
UGSQ=UGQ−USQ=Rg1+Rg2Rg1⋅VDD−IDQRs(2.6.6)与
I
D
Q
=
I
D
O
(
u
G
S
U
G
S
(
t
h
)
−
1
)
2
I_{DQ}=I_{DO}\displaystyle\left(\frac{u_{GS}}{U_{GS(th)}}-1\right)^2
IDQ=IDO(UGS(th)uGS−1)2联立可得
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ 和
U
G
S
Q
U_{GSQ}
UGSQ,再利用式(2.6.5)可得管压降
U
D
S
Q
U_{DSQ}
UDSQ。
电路中的
R
g
3
\pmb{R_{g3}}
Rg3Rg3Rg3 可取值到几兆欧,以增大输入电阻。
三、场效应管放大电路的动态分析
1、场效应管的低频小信号等效模型
与分析晶体管的
h
h
h 参数等效模型相同,将场效应管也看成一个二端口网络,栅极于源极之间看成输入端口,漏极与源极之间看成输出端口。以
N
N
N 沟道增强型MOS管为例,可以认为栅极电流为零,栅 - 源之间只有电压存在。而漏极电流
i
D
i_D
iD是栅 - 源电压
u
G
S
u_{GS}
uGS 和漏 - 源电压
u
D
S
u_{DS}
uDS 的函数,即
i
D
=
f
(
u
G
S
,
u
D
S
)
i_D=f(u_{GS}, u_{DS})
iD=f(uGS,uDS)研究动态信号作用时用全微分表示
d
i
D
=
∂
i
D
∂
u
G
S
∣
U
D
S
d
u
G
S
+
∂
i
D
∂
u
D
S
∣
U
G
S
d
u
D
S
(
2.6.7
)
\textrm di_{D}=\frac{\partial\,i_D}{\partial\,u_{GS}}\Big|_{U_{DS}}\textrm du_{GS}+\frac{\partial\,i_D}{\partial\,u_{DS}}\Big|_{U_{GS}}\textrm du_{DS}\kern 10pt(2.6.7)
diD=∂uGS∂iD∣∣∣UDSduGS+∂uDS∂iD∣∣∣UGSduDS(2.6.7)令式中
∂
i
D
∂
u
G
S
∣
U
D
S
=
g
m
(
2.6.8
)
\frac{\partial\,i_D}{\partial\,u_{GS}}\Big|_{U_{DS}}=g_m\kern 117pt(2.6.8)
∂uGS∂iD∣∣∣UDS=gm(2.6.8)
∂
i
D
∂
u
D
S
∣
U
G
S
=
1
r
d
s
(
2.6.9
)
\frac{\partial\,i_D}{\partial\,u_{DS}}\Big|_{U_{GS}}=\frac{1}{r_{ds}}\kern 116pt(2.6.9)
∂uDS∂iD∣∣∣UGS=rds1(2.6.9)当信号幅值较小时,管子的电流、电压只在
Q
Q
Q 点附近变化,因此可以认为在
Q
Q
Q 点附近的特性是线性的,
g
m
g_m
gm 与
r
d
s
r_{ds}
rds 近似为常数。用交流信号
I
˙
d
\dot I_d
I˙d、
U
˙
g
s
\dot U_{gs}
U˙gs 和
U
˙
d
s
\dot U_{ds}
U˙ds取代变化量
d
i
D
\textrm di_D
diD、
d
u
G
S
\textrm du_{GS}
duGS 和
d
u
D
S
\textrm du_{DS}
duDS,式(2.6.7)可写成
I
˙
d
=
g
m
U
˙
g
s
+
1
r
d
s
⋅
U
˙
d
s
(
2.6.10
)
\dot I_d=g_m\dot U_{gs}+\frac{1}{r_{ds}}\cdot\dot U_{ds}\kern 99pt(2.6.10)
I˙d=gmU˙gs+rds1⋅U˙ds(2.6.10)根据此式可构造出场效应管的低频小信号作用下的等效模型,如图2.6.6所示。输入回路栅 - 源之间相当于开路;输出回路与晶体管的
h
h
h 参数等效模型相似,是一个电压
U
˙
g
s
\dot U_{gs}
U˙gs控制的电流源和一个电阻
r
d
s
r_{ds}
rds 并联。可以从场效应管的转移特性曲线上求出
g
m
g_m
gm 和
r
d
s
r_{ds}
rds,如图2.6.7所示。从转移特性可知,
g
m
g_m
gm 是
U
D
S
=
U
D
S
Q
U_{DS}=U_{DSQ}
UDS=UDSQ 那条转移特性曲线上
Q
Q
Q 点处的导数,即以
Q
Q
Q 点为切点的切线斜率。在小信号作用时可用切线来等效
Q
Q
Q 点附近的曲线。由于
g
m
g_m
gm 是输出回路电流与输入回路电压之比,故称为跨导,其量纲是电导。从输出特性可知,
r
d
s
r_{ds}
rds是
U
G
S
=
U
G
S
Q
U_{GS}=U_{GSQ}
UGS=UGSQ 这条输出特性曲线上
Q
Q
Q 点处斜率的倒数,与
r
c
e
r_{ce}
rce 一样,它描述曲线上翘的程度,
r
d
s
r_{ds}
rds 越大,曲线越平。通常
r
d
s
r_{ds}
rds 在几十千欧到几百千欧之间,如果外电路的电阻较小时,也可忽略
r
d
s
r_{ds}
rds 中的电流,将输出回路只等效成一个受控电流源。
对增强型MOS管的电流方程求导可得出
g
m
g_m
gm 的表达式。
g
m
=
∂
i
D
∂
u
G
S
∣
U
D
S
=
2
I
D
O
U
G
S
(
t
h
)
(
u
G
S
U
G
S
(
t
h
)
−
1
)
∣
U
D
S
=
2
U
G
S
(
t
h
)
I
D
O
i
D
g_m=\frac{\partial\,i_D}{\partial\,u_{GS}}\Big|_{U_{DS}}=\frac{2I_{DO}}{U_{GS(th)}}\left(\frac{u_{GS}}{U_{GS(th)}}-1\right)\Big|_{U_{DS}}=\frac{2}{U_{GS(th)}}\sqrt{I_{DO}i_D}
gm=∂uGS∂iD∣∣∣UDS=UGS(th)2IDO(UGS(th)uGS−1)∣∣∣UDS=UGS(th)2IDOiD在小信号作用时,可用
I
D
Q
I_{DQ}
IDQ 来近似
i
D
i_{D}
iD,得出
g
m
≈
2
U
G
S
(
t
h
)
I
D
O
I
D
Q
(
2.6.11
)
g_m\approx\frac{2}{U_{GS(th)}}\sqrt{I_{DO}I_{DQ}}\kern 40pt(2.6.11)
gm≈UGS(th)2IDOIDQ(2.6.11)上式表明,
g
m
g_m
gm 与
Q
Q
Q 点紧密相关,
Q
Q
Q 点愈高,
g
m
g_m
gm 愈大。因此,场效应管放大电路与晶体管放大电路相同,
Q
Q
Q 点不仅影响电路是否会产生失真,而且影响着电路的动态参数。
2、基本共源放大电路的动态分析
图2.6.2所示基本共源放大电路的交流等效电路如图2.6.8所示,图中采用了MOS管的简化模型,即认为 r d s = ∞ r_{ds}=\infty rds=∞。
|
|
根据电路可得 { A ˙ u = U ˙ o U ˙ i = − I ˙ d R d U ˙ g s = − g m U ˙ g s R d U ˙ g s = − g m R d ( 2.6.12 a ) R i = ∞ ( 2.6.12 b ) R o = R d ( 2.6.12 c ) \left\{\begin{matrix}\dot A_u=\displaystyle\frac{\dot U_o}{\dot U_i}=\frac{-\dot I_dR_d}{\dot U_{gs}}=-\frac{g_m\dot U_{gs}R_d}{\dot U_{gs}}=-g_mR_d\kern 10pt(2.6.12a)\\R_i=\infty\kern 165pt(2.6.12b)\\R_o=R_d\kern 163pt(2.6.12c)\end{matrix}\right. ⎩⎪⎪⎨⎪⎪⎧A˙u=U˙iU˙o=U˙gs−I˙dRd=−U˙gsgmU˙gsRd=−gmRd(2.6.12a)Ri=∞(2.6.12b)Ro=Rd(2.6.12c)与共射放大电路类似,共源放大电路具有一定的电压放大能力,且输出电压与输入电压反相,只是共源电路比共射电路的输入电阻大得多。
【例2.6.1】已知图2.6.2所示电路中,
V
G
G
=
6
V
V_{GG}=6\,\textrm V
VGG=6V,
V
D
D
=
12
V
V_{DD}=12\,\textrm V
VDD=12V,
R
d
=
3
k
Ω
R_d=3\,\textrm kΩ
Rd=3kΩ;场效应管的开启电压
U
G
S
(
t
h
)
=
4
V
U_{GS(th)}=4\,\textrm V
UGS(th)=4V,
I
D
O
=
10
mA
I_{DO}=10\,\textrm{mA}
IDO=10mA。试估算电路的
Q
Q
Q 点、
A
˙
u
\dot A_u
A˙u 和
R
o
R_o
Ro。
解:(1)估算静态工作点:已知
U
G
S
=
V
G
G
=
6
V
U_{GS}=V_{GG}=6\,\textrm V
UGS=VGG=6V,则
I
D
Q
=
I
D
O
(
V
G
G
U
G
S
(
t
h
)
−
1
)
2
=
[
10
×
(
6
4
−
1
)
2
]
mA
=
2.5
mA
I_{DQ}=I_{DO}\left(\frac{V_{GG}}{U_{GS(th)}}-1\right)^2=[10\times(\frac{6}{4}-1)^2]\textrm{mA}=2.5\,\textrm{mA}
IDQ=IDO(UGS(th)VGG−1)2=[10×(46−1)2]mA=2.5mA
U
D
S
Q
=
V
D
D
−
I
D
Q
R
d
=
(
12
−
2.5
×
3
)
V
=
4.5
V
U_{DSQ}=V_{DD}-I_{DQ}R_d=(12-2.5\times3)\textrm V=4.5\,\textrm V
UDSQ=VDD−IDQRd=(12−2.5×3)V=4.5V(2)估算
A
˙
u
\dot A_u
A˙u 和
R
o
R_o
Ro:
g
m
=
2
U
G
S
(
t
h
)
I
D
O
I
D
Q
=
(
2
4
10
×
2.5
)
mS
=
2.5
mS
g_m=\frac{2}{U_{GS(th)}}\sqrt{I_{DO}I_{DQ}}=(\frac{2}{4}\sqrt{10\times2.5})\textrm{mS}=2.5\,\textrm{mS}
gm=UGS(th)2IDOIDQ=(4210×2.5)mS=2.5mS
A
˙
u
=
−
g
m
R
d
=
−
2.5
×
3
=
−
7.5
\dot A_u=-g_mR_d=-2.5\times3=-7.5
A˙u=−gmRd=−2.5×3=−7.5
R
o
=
R
d
=
3
k
Ω
R_o=R_d=3\,\textrm kΩ
Ro=Rd=3kΩ
3、基本共漏放大电路的动态分析
基本共漏放大电路如图2.6.9(a)所示,图(b)是它的交流等效电路。可以利用输入回路方程和场效应管的电流方程联立 V G G = U G S Q + I D Q R s V_{GG}=U_{GSQ}+I_{DQ}R_s VGG=UGSQ+IDQRs I D Q = I D O ( U G S Q U G S ( t h ) − 1 ) 2 I_{DQ}=I_{DO}\left(\frac{U_{GSQ}}{U_{GS(th)}}-1\right)^2 IDQ=IDO(UGS(th)UGSQ−1)2求出漏极静态电流 I D Q I_{DQ} IDQ 和栅 - 源静态电压 U G S Q U_{GSQ} UGSQ,再根据输出回路方程求出管压降 U D S Q = V D D − I D Q R s U_{DSQ}=V_{DD}-I_{DQ}R_s UDSQ=VDD−IDQRs从图(b)可得动态参数 A ˙ u = U ˙ o U ˙ i = I ˙ d R s U ˙ g s + I ˙ d R s = g m U ˙ g s R s U ˙ g s + g m U ˙ g s R s = g m R d 1 + g m R s ( 2.6.13 ) \dot A_u=\frac{\dot U_o}{\dot U_i}=\frac{\dot I_dR_s}{\dot U_{gs}+\dot I_dR_s}=\frac{g_m\dot U_{gs}R_s}{\dot U_{gs}+g_m\dot U_{gs}R_s}=\frac{g_mR_d}{1+g_mR_s}\kern 9pt(2.6.13) A˙u=U˙iU˙o=U˙gs+I˙dRsI˙dRs=U˙gs+gmU˙gsRsgmU˙gsRs=1+gmRsgmRd(2.6.13) R i = ∞ ( 2.6.14 ) R_i=\infty\kern211pt(2.6.14) Ri=∞(2.6.14)分析输出电阻时,将输入端短路,在输出端加交流电压 U ˙ o \dot U_o U˙o,如图2.6.10所示,然后求出 I o I_o Io,则 R o = U o / I o R_o=U_o/I_o Ro=Uo/Io。这个输出电阻可以根据电路图得出是 R s R_s Rs 与其左边电路的等效电阻并联,所以仅需求出左边电路的等效电阻即可 R o ′ = U ˙ o g m U ˙ o = 1 g m R'_o=\frac{\dot U_o}{g_m\dot U_o}=\frac{1}{g_m} Ro′=gmU˙oU˙o=gm1所以 R o = R s / / 1 g m ( 2.6.15 ) R_o=R_s//\frac{1}{g_m}\kern 60pt(2.6.15) Ro=Rs//gm1(2.6.15)文章来源:https://www.toymoban.com/news/detail-406085.html
【例2.6.2】电路如图2.6.9(a)所示,已知场效应管的开启电压
U
G
S
(
t
h
)
=
3
V
U_{GS(th)}=3\,\textrm V
UGS(th)=3V,
I
D
O
=
8
mA
I_{DO}=8\,\textrm{mA}
IDO=8mA;
R
s
=
3
k
Ω
R_s=3\,\textrm kΩ
Rs=3kΩ;静态时
I
D
Q
=
2.5
mA
I_{DQ}=2.5\,\textrm{mA}
IDQ=2.5mA,场效应管工作在恒流区。试估算电路的
A
˙
u
\dot A_u
A˙u、
R
i
R_i
Ri 和
R
o
R_o
Ro。
解: 首先求出
g
m
g_m
gm
g
m
=
2
U
G
S
(
t
h
)
I
D
O
I
D
Q
=
(
2
3
8
×
2.5
)
mS
≈
2.98
mS
g_m=\frac{2}{U_{GS(th)}}\sqrt{I_{DO}I_{DQ}}=(\frac{2}{3}\sqrt{8\times2.5})\textrm {mS}\approx2.98\,\textrm{mS}
gm=UGS(th)2IDOIDQ=(328×2.5)mS≈2.98mS然后可得
A
˙
=
g
m
R
s
1
+
g
m
R
s
≈
2.98
×
3
1
+
2.98
×
3
≈
0.899
\dot A=\frac{g_mR_s}{1+g_mR_s}\approx\frac{2.98\times3}{1+2.98\times3}\approx0.899
A˙=1+gmRsgmRs≈1+2.98×32.98×3≈0.899
R
i
=
∞
R_i=\infty
Ri=∞
R
o
=
R
s
/
/
1
g
m
≈
3
×
1
/
2.98
3
+
1
/
2.98
k
Ω
≈
0.302
k
Ω
=
302
Ω
R_o=R_s//\frac{1}{g_m}\approx\frac{3\times1/2.98}{3+1/2.98}\,\textrm kΩ\approx0.302\,\textrm kΩ=302\,Ω
Ro=Rs//gm1≈3+1/2.983×1/2.98kΩ≈0.302kΩ=302Ω场效应管(单极型管)与晶体管(双极型管)相比,最突出的优点是可以组成高输入电阻的放大电路。此外,由于它还有噪声低、温度稳定性好、抗辐射能力强等优于晶体管的特点,而且便于集成化,构成低功耗电路,所以被广泛地应用于各种电子电路中。文章来源地址https://www.toymoban.com/news/detail-406085.html
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