前言
该电路简单来说就是输出信号从发射极取出,且跟随着输入信号工作。
对电压没有放大作用,输出阻抗低,主要起电流放大作用。
利用它输入阻抗高,从信号源吸取电流小的特点,将它作多级放大电路的输入级。
利用它输出阻抗小,带负载能力强的特点,将它作多级放大电路的输出级。
利用它输入阻抗高,输出阻抗小,将它作多级放大电路的中间级,隔离前后级的相互影响。
输入阻抗低,可以用在驱动电机和扬声器等阻抗低的负载电路上。
一、电路设计
请设计一个射极跟随器电路,规格为:最大输出电压 :8VP·P,最大输出电流±5mA(1KΩ),其他无。
1.确定电源电压
在共集电极情况下,在发射极取出输出信号,所以RE 的压降对输出电压来说不成为损耗。因此,射极跟随器的电源电压取比最大输出电压稍大就行(在取出数百毫安以上的输出电流时,饱和电压VCE成为不可忽略的值,必须将电源电压提高)
这里最大输出电流±5mA,所以电源电压取15V。
2.选择晶体管
由设计规格可知,最大输出电流是±5mA,这里取IE=10mA。
另外集电极-基极间与集电极-发射极耐压要能承受15V电源电压。
在这里选择NPN通用型小信号2N5551。
3.晶体管集电极损耗的计算
如果将发射极的直流电位VE 设置在电源电压与GND的中点,就能取出最大的输出振幅。
取基极偏置电压VB=7.5V,故VE=6.9V(设VBE=0.6V)。所以集电极-发射极电压VCE为8.1V。
因此,无信号时的晶体管集电极损耗为:
PC=VCE·IC=8.1V · 10mA
=81mW
所选晶体管也符合要求。
4.决定发射极电阻RE的方法
RE=VE/IE=6.9/10mA ≈ 690Ω
5.偏置电路的设计
设晶体管的电流放大倍数hFE为200,则基极电流为0.05mA。
通常,在基极偏置电路中,偏置电阻流动电流应是基极电流的10倍左右(与共发射极放大电路一样),则设I1,2=0.75mA,
R2=VB / I1,2=7.5V / 0.75mA=10KΩ
R1=(15-VB)/ I1.2 = 7.5V / 0.75mA =10KΩ
6.电容C1 ~ C4的确定
C1与C2切断直流电压的电容。这里设C1=C2=10uF。
C1与偏置电路的电阻形成高通滤波器的截止频率为:
fC1=1/2πRC=1/2π·10uF·5KΩ ≈ 3.2HZ
接负载时,与C2形成高通滤波器的截止频率为:
fC2=1/2πRC=1/2π·10uF·1KΩ ≈ 16HZ
C3与C4是电源的去耦电容,设C3=0.1uF,C4=10uF。
7.Multisim仿真
仿真结果如下:
可以看到输出波形的负侧一部分在离中点3.89V(=IED*(RE//RL))处被截去了,这是因为带电阻负载的射极跟随器,没有预先将空载电流增大到比最大输出电流还要大一些。 必须注意这种情况。(IED为有信号时发射极的直流电流)
故射极跟随器负载加重后负侧波形会被截去?
解释:
发射极直流电流是:IED=VE/RE
方向是从发射极到地
发射极负峰时交流电流是:IEA=(0-Vin)/(RE//RL)
方向是从地到发射极
如果IED小于IEA时,电流反向,发射极反偏,晶体管截止,所以负峰会被切去,原因是发射极交流电阻与直流电阻大小不一样。
8.推挽型射极跟随器
解决这个问题可以增大直流电源,也可以采用推挽型射极跟随器。
为了改善上述的缺点,将发射极负载换为PNP型晶体管的射极跟随器的电路。
由于上侧的NPN晶体管将电流“吐”出给负载(推),PNP晶体管“吸”进电流(挽),所以称为推挽。
如图电路接上100Ω负载时的输入输出波形。尽管取出±43mA的电流,波形都没有被截去。但是在输出波形的中央附近,存在正弦波上下侧没有连接上的部分,这称为开关失真或交叉失真。
失真的原因在于晶体管的偏置方法,两个晶体管的基极连在一起,所以基极电位是相同的。输入信号在0V附近时,基极-发射极间没有电位差,故没有基极电流的流动。晶体管双方都截止了。
即使在基极加上输入信号,直到上侧晶体管的基极电位比发射极高0.6V都不工作,相反,下侧晶体管的基极电位比发射极低0.6V也不工作。所以会在波形的中央部分产生±0.6V的盲区。
改进后的推挽型射极跟随器
用二极管在各个晶体管的基极上加上0.6V的补偿电压(二极管的正向压降)以取消晶体管的盲区。
注:如果在直流电源为15V的情况下加入二极管开关消除失真,开关失真是解决了,但是波形却失真了,上下侧都会被截去,所以我提高了直流电源电压为25V(或者提高负载)。(不知道是什么原因)
晶体管的空载电流几乎为0。文章来源:https://www.toymoban.com/news/detail-445565.html
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